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联一个电容。推广到其他设计，就是差分输入预留对地和跨接电容。运放的反馈端并联电容，或者并联RC。用于相位调整。差分运放适当设置偏置电压以提到动态范围，但是要注意放大倍数。多级放大可以降低噪声，模拟电路

AI摘要：全桥隔离变换器及其补偿网络设计文章讨论了控制环路带宽对瞬态响应的影响，强调了交越频率、相位裕量和衰减的重要性。文章介绍了电源输出的两种控制方式：电流模式和电压模式，并解释了电流模式的优点。接

)$，其中Cs‘和RL’为等效变换后的。将$s=jw$带入，可算出幅频函数 $Zin_(jw)$ 和相位角 $\phi(w)$ 。当 $Im(Zin)=0$ 时，计算的频率为谐振频率，此时 $|Zin

问题。请看对数图上的幅度响应，当开环增益与反馈衰减之和大于1时，电路就会变得不稳定。类似地，还可以看相位响应，在环路相移超过-180°的频率，如果此频率低于闭环带宽，则运算放大器往往会发生振荡。电压反

本文讨论了运算放大器（Op-Amp）的稳定性分析，特别是零极点设计对系统稳定性的影响。文章首先解释了相位裕度（PM）的重要性，指出PM应大于45°以避免振荡。接着，文章通过图解方式展示了1/β曲线（即

本文详细分析了运算放大器（Op-Amp）的稳定性问题，通过低通RC电路的例子解释了极点和零点对增益和相位的影响。文章探讨了闭环系统的稳定性，介绍了如何通过BODE图和Nyquist判据来判断系统的稳定

plt.show() 结果如下图所示。结果跟阻抗曲线类似。可见在32768Hz左右出现180°的相位变化和幅度上的翻转。在pspice中，晶振的模型也是按照上面的电路进行组合。以其中的FC1610

荡之外，高阶的倍频共振也与基本波振荡同时存在于石英晶体的电极区域之间。但是，由于压电材料的电极是电气相位相反的振动环境，所以，祇有奇数倍(oddnumber)的高频倍频可以发生，偶数倍(evennum

Aol拐点，可以确定运放的极点和零点。例如，29Hz处的Aol拐点对应第一个极点，而25MHz以上的相位变化90°处为第二个极点。接着，通过SPICE模型仿真，使用RC电路来模拟极点和零点，并利用压控

ol和β。通过断开反馈回路并进行测试，可以得到Aolβ的值。在BODE图上，Aolβ曲线的0dB点和相位变化是判断系统稳定性的关键。文章还解释了在高频分析中使用电感和电容隔离的原理。Powered b

AI摘要：本文通过BODE图分析了运算放大器的稳定性条件。在负反馈电路中，稳定性的关键在于闭环增益和相位。当开环增益与反馈系数的乘积接近-1时，系统可能产生振荡。为确保稳定性，通常要求在相位达到±18

ummary.运算放大器稳定性分析——运放等效电路开环增益等效电路由于运放内部由寄生电容，导致运放的相位并不是一直不变的，而是根据频率变化的。OPA364的开环增益如下图所示。低频极点为25Hz，高频

性能（压摆率SR、全功率带宽FPBW、建立时间ts、增益带宽积GBW、开环增益Aol、增益裕量Am、相位裕量Φm）、噪声性能（峰峰值噪声、电压噪声密度、电流噪声密度、通道隔离）以及结温。通过这些参数的

2ms/250mV工作原理具有放大功能的微分电路如下所示5。高通的截止频率由C1和R1决定，C2进行相位补偿，R2调节比例。其中C1也可以称为“隔直电容”，用于通交流阻直流。脉冲信号的交流部分通过，直

联一个电容。推广到其他设计，就是差分输入预留对地和跨接电容。运放的反馈端并联电容，或者并联RC。用于相位调整。差分运放适当设置偏置电压以提到动态范围，但是要注意放大倍数。多级放大可以降低噪声，模拟电路

蔽驱动去掉），如下图所示。可见，使用初始条件（1mV）进行仿真会出现震荡，说明右腿不稳定。给右腿加上相位补偿后，如下图所示。通过稳定性分析，如下图所示（这里使用2的仿真方式，与TI教程中所述不同，后续

基线漂移有一定的抑制作用；软件滤波设计，采用滤波法、分段三次函数纠正法、分段抛物线纠正法、IIR线性相位滤波器法和小波变换等方法可以有效抑制基线漂移。肌电干扰肌电干扰的抑制措施一般采用四点平滑数字滤波

范围内的标称阻抗。根据 CISPR 16-1-2，允许的容差是 ±20% 的幅值和 ±11.5° 的相位。对于使用 EMI 接收器或频谱分析仪进行的测量，噪声信号可通过高通滤波器网络（如图 3 所示）

之比取以2为底的对数值取为n，n表示倍频程数。 2.2 频谱&频谱分析频谱：把时间函数的分量按幅值或相位表示为频率的函数的分布图形。 周期越短频率越高，参考f=1/T。 频谱分析：将时域信号加以