AI摘要：本文以AD8603为例，详细解析了运算放大器的参数，包括输入特性（输入失调电压Vos、输入偏置电流Ib、输入失调电流Ios、输入电容/输入电阻Cin/Rin、输入电压范围Vin）、大信号电压增益Aov、共模抑制比CMRR、输出特性（输出电压Vout、短路电流Is、闭环输出阻抗Rout）、电源（电源抑制比PSRR、电源电流Iq）、动态性能（压摆率SR、全功率带宽FPBW、建立时间ts、增益带宽积GBW、开环增益Aol、增益裕量Am、相位裕量Φm）、噪声性能（峰峰值噪声、电压噪声密度、电流噪声密度、通道隔离）以及结温。通过这些参数的分析，可以更好地理解和应用运算放大器。

Powered by AISummary.

运算放大器——参数说明

以AD8603为例，进行图、表参数解析

AD8603的参数表如下图所示。

输入特性

输入失调电压Vos

源于运放差分输入级两个管子不匹配所致，其结果是差分输入两端电压相同时，输出不为0。输入失调电压有温漂效应，故总的Vos需要加上温漂的结果。

Vos可看作一个共模输入电压，或者正端/负端的电压源，其为直流电压源。

AD8603的输入失调电压如图所示，根据6σ原则，90%分布在±50uV，60%在±12uV，温漂最大在1uV/℃左右。在共模电压为4.0V时出现交越失真，输入失调电压出现翻转，会导致信号微小畸变。

输入失调电压的最终值为相应共模电压下的值+温漂效应产生的变化值。

常见类型的运放失调电压范围如下图所示。

输入偏置电流Ib

源于两个输入级有漏电流效应。两个漏电流的平均值就是输入偏置电流。其也有温漂效应。

当然为了正常工作，运放的输入电路都要求一定量的偏置电流，即要求正端到负端必须有电流流过，整体上形成电流环路。

输入偏置电流流过外部电阻网络，产生失调电压，导致输入有误差。

输入失调电流Ios

同上。两个漏电流的差值为输入失调电流，其也有温漂效应。

对于三极管的输入级，由于基级需要提供偏压或者需要驱动电流，而管子不完全匹配，导致电流不一样。

对于FET的输入级，由于是电压驱动，栅级驱动电流很小，但是输入级一般有ESD保护，而ESD有漏电流，同样ESD的不一致会导致电流不一样。为了保证两边的ESD漏电流相当，两端输入电压的共模电压应该相等，一般设置为电源电压的中心电平（但是要考虑共模电压的范围要求），可以通过电阻拉到中心电平，也可以通过上电阻和下电阻分压拉到中心电平，或者上电阻拉到正电源、下电阻拉到负电源。

对于CMOS的输入级，输入偏置电流和输入失调电流很小。

这里要解析下，运放电路中的补偿电阻的含义，在模电中只提到为了“保证集成运放输入级差分放大电路的对称性；其值为输入接地时反相输入端总等效电阻，即各支路电阻的并联”。可参考论文¹

这里，分析下反向放大和同向放大，对于输入偏置电流的影响分析，可以先将输入去掉（接地），可见反向与同向都是一样的结果，如上图所示。

现在同样，将两个偏置电流分开分析，最终两个偏置电流对Vout的影响如下所示。若要偏置电流的影响为0，则RS为RF与RI的并联，推导如下所示。

输入电容/输入电阻Cin/Rin

下面使用等效电路说明运放的输入电容和输入电阻概念。

• 输入失调电压：Vos
• 输入偏置电流：(Ib1+Ib2)/2
• 输入失调电流：Ib1-Ib2
• 输入差模电容：Cdiff
• 输入共模电容：Ccm
• 输入差模阻抗：Rdiff
• 输入共模阻抗：Rcm

对于BJT的运放，Rcm一般大于40MΩ，Rdiff一般大于200GΩ，JFET和CMOS的要大很多，故一般不考虑输入阻抗问题。

AD8603的输入差模电容为1.9pF，输入共模电容为2.5pF。

输入电压范围Vin

在IN+和IN-端加上的电压范围。根据输入电压是否可以达到电源电压分为轨至轨和非轨至轨输入。

JFET和BJT一般为非轨至轨输入。

输入电压范围受输入共模电压的限制。这里分两种情况，反向放大电路中，正向端接参考电源Vref，当Vref为0V时，则输入共模电压为0V，否则为Vref，此时就要判断共模电压为Vref是否在允许的范围内。同向放大电路中，共模输入电压则是输入信号电压，同样也要判断是否在允许范围内。

为什么会有这样的限制？是因为集成运放的输入端一般为BJT或者FET、CMOS对管构成，而由于偏置输入电流流过对管，产生压降，导致输入范围降低，这就是非轨至轨输入的原因，当然可以通过电荷泵或者采用NMOS与PMOS差分输入级并联的方式去抵消甚至提高输入电压范围，来形成轨至轨输入。电荷泵方式会有一定的噪声（以一定频率的电容充放电方式提高电压），后者由交越失真区域（Vos出现电平翻转），后者可以通过数字调零或者自调零技术实现极低的交越失真。

具体分析见TI Precision Labs²

AD8603为轨至轨输入，输入电压为(Vs-)-0.3~(Vs+)+0.2，Vs-=0，Vs+=5。

大信号电压增益Aov

相当于直流信号（或低频信号）的增益，等同于开环增益Aol。很少用。

1000V/mv=1000 000V/V=120dB

共模抑制比CMRR

差模增益/共模增益。

运放只所以会对共模信号能够进行放大主要来源于下面几个原因³：

• 运放差入输入级的不匹配。这又可分为以下的原因引起的不匹配：

  • 源极或漏极电阻的不匹配，
  • 信号源电阻
  • 栅极-漏极之间的结电容
  • 正向跨导的不匹配
  • 栅极漏电流
• 拖尾电流源的输出阻抗
• 拖尾电流源的寄生电容会随频率的变化而变化

理论上共模增益为0，即共模电压被差分为0，输出电压为0。但是实际情况是共模电压会产生输入失调电压，该失调电压会被差分放大（以差分增益放大）到输出，导致输出不为0，该输出与共模电压的比值则为共模增益。用公式说明如下。

通过测量输入共模电压的变化ΔVcm与其导致的输入失调电压的变化ΔVos的比值可得CMRR=ΔVos/ΔVcm。

例如，CMRR=130dB@1kHz，若共模电压为5V，则对应失调电压为Vos=5V*10^(130dB/20)=1.58uV。

故要特别注意反向放大电路中加入的参考电压或者中心电平，同向放大电路中的输入电压，这两种电压形成的共模电压，其造成的失调电压是否会被放大畸变或者直接导致输入信号畸变。

CMRR与频率成反比，频率越高CMRR越小。

AD8603的CMRR与频率的关系如下图所示。

输出特性

输出电压Vout

轨至轨输出指的是输出电压接近电源轨，而不会等于电源轨。对于BJT类型的运放，输出一般采用互补共射级输出，输出电压只能摆动到电源轨的晶体饱和电压Vce范围内（VCC-Vce）。对于FET型输出为推挽输出，由于FET上存在导通电阻Rds，输出电流在Rds上存在压降，导致始终不会达到电源轨。常用BJT的输出结构如下图所示。

左边结构适合高频，右边适合低电源电压。

另外由于导通电阻有正温度系数，导致温度越高电阻越大，输出电压越小。同样负载电流越大，输出电压也越小。

AD8603的输出电压与负载电流关系如下图所示。

由上图可知，负载电流越大，输出电压到电源轨的差越大，温度越高，摆幅越大（输出电压摆幅就是从电源轨到输出电压的变化）。

短路电流Is

短路电流用于表明输出级灌入电流的能力，反映了运放对负载的最大驱动能力。分为源电流和灌电流，前者为输出，后者为输入。灌电流为输出低电平时，可能来自外部的电流。

闭环输出阻抗Rout

Ro为运放的开环输出阻抗，Rout为运放的闭环输出阻抗。其中Ro为固有阻抗，两者的关系是：

其中Aol为开环增益，β为反馈增益。

Aol与频率成反比，则Rout与频率成正比。即频率越高，闭环输出阻抗越大。

图中Av表示电压增益。可见频率越高闭环输出阻抗越高。

闭环输出阻抗可用于计算开环输出阻抗，当驱动容性负载时，开环输出阻抗Ro会与容性负载形成极点，可能导致系统不稳定，形成振荡。

电源

电源抑制比PSRR

当运放的电源电压变化时，运放的输入失调电压Vos也会变化。两者的比值就是电源抑制比，PSRR=ΔVcc/ΔVos（与CMRR有相似之处）。同样造成了Vos的变化，必然会导致输出扰动。

PSRR和CMRR一样，都与频率相关，成反比关系。

AD8603的PSRR如下图所示。

电源的波动导致Vos变化，为了得到稳定的输出或者说减小噪声干扰，需要使用低噪声电源如LDO，避免使用DC/DC电源。如果系统中使用了多个运放，可以考虑在运放前加RC滤波电路（R值很小）或者Π型隔离滤波电路，防止器件间干扰。

电源电流Iq

运放无负载情况下的静态功耗。

AD8603的工作电流与温度和供电电压有关，如下图所示。

动态性能

压摆率SR

输入端的阶跃变化导致的输出端电压变化的速率，为ΔV/Δt，单位一般为V/us。反映了大信号的输出能力，表示信号摆动速度的最大值。

压摆率主要由内部的补偿电容决定，该电容会形成密勒效应，导致电容变大，信号会经过充放电过程，从而影响输出信号。

为了保证输出信号与输入信号变化率一致，运放的压摆率必须大于等于输入信号的摆率。

全功率带宽FPBW

FPBW=SR/2ΠVp，Vp为输出满赋值。

已知SR和信号的输出电压幅值Vp，则可以得到信号的频率。

举例，输出为100kHz Vp=10V，则其SR=6.3V/us，可见运放必须支持SR≥6.3V/us。

压摆率反应的是阶跃信号的输出能力，而全功率带宽反应的是正弦输入信号（或者说周期信号）的输出能力。

建立时间ts

建立时间就是阶跃响应的稳定时间。

后级电路对时间有要求的会受此影响，比如ADC，需要采样建立保持时间。

运放的建立时间与SR（大信号）和闭环增益Acl（小信号）有关。SR较大时，达到目标电压时间短。闭环增益Acl较大时，输出电压变化大，根据SR其达到目标电压时间变长。

AD8603大/小信号的建立时间如下图所示。

增益带宽积GBW

小信号在开环增益曲线中，单位增益Aol=0dB（1）时的带宽为fc，其GBW=fc*1=fc。

为什么GBW为常数?下面进行说明。

开环增益Aol在低频处有极点，曲线呈-20dB/Decade下降趋势，直到0dB位置。一般在高频处还有个极点。假设前者为w1，0dB处为wc。由于wc是在-20dB/Decade斜率曲线上，而曲线的弯折位置为w1。类比低通电路的电压增益，可知开环增益Aol可用如下方程式表示：

Ao为低频处（弯折前）的增益。

可知wc为：

而Ao>>1，故wc>>w1，wc/w1>>1。

在wc处，|Aol|和GBW分别为：

从而说明了GBW为常数，且就是单位增益的频率。

运放的GBW越高，所需要的电流也越大，而且MOSFET所需的电流比BJT的要大。

开环增益Aol

开环增益曲线与运放的稳定性有关，这个可以参考⁴

由于开环增益并非无穷大，故会导致闭环增益并非是电阻网络的比例值，存在一定误差。

以反向和反向放大电路为例，如下图所示。

两者的闭环增益误差推导如下：

可见放大器的闭环增益误差百分比就是开环增益的倒数。

开环增益越大误差越小，故开环增益小的运放不适合高精度信号的放大。

增益裕量Am

增益裕量定义为相位变化180°时的增益与单位增益（0dB）的差值，其实就是相位变化180°后的增益。

AD8603在0dB处频率为400kHz，在0°处频率为3MHz，增益为-30dB，可见增益裕量为0dB-（-30dB）=30dB。如蓝线所示。

相位裕量Φm

相位裕度定义为单位增益处的相位与相位从开始变化180°后的相位之间的差值。

AD8603的单位增益处频率为400kHz，该处相位从180°变为70°，相位从180°变化180°后为0°，故相位裕量为70°-0°=70°。如红线所示。

噪声性能

运放的噪声分析可以参见⁵

峰峰值噪声

峰峰值噪声主要在低频区域（0.1Hz~10Hz）即1/f噪声，体现出运放自身的最大噪声特性。

电压噪声密度

输出端的噪声除以放大器增益，就是输入端的噪声。

电压频谱密度Vn，单位是V/√Hz：其实噪声是个能量概念或者说功率概念,噪声的总功率（W）为在整个频域内分布的功率之和,所以噪声密度的单位是 W/Hz,但是平常习惯用电压电流表示信号，所以要把功率换算成电压，开平方后就成了V/√Hz⁶。

电流噪声密度

电流频谱密度In，单位是A/√Hz。

通道隔离

可能是多路运放，通道间的隔离程度。

结温

运放静态功耗和驱动负载产生的功耗，引起的温升。具体见⁷

Reference