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计需要更高的二次绕组电感，可能需要具有更多匝数、更大屏蔽层的较高电感的接收端线圈，才能达到所需的电压增益。接收端线圈尺寸的设计权衡因素包括线圈导线直径、屏蔽层尺寸和厚度。线圈直流电阻会使接收端效率降低

in的谐振点在fp处附近。推算的Zin为5Ω左右。与等效电路仿真的相差Ne^2倍。对比两个模型，发现增益曲线不同。增益相差较大，但是频率相同。虽然研究的不深入，但是网上有很多论文可以参考。后续详细参数

极点如何增加多达-90°的相移。我们可以从两个角度来考察不稳定性问题。请看对数图上的幅度响应，当开环增益与反馈衰减之和大于1时，电路就会变得不稳定。类似地，还可以看相位响应，在环路相移超过-180°的

，极点处下掰。若Rp=Rn=0，则变为（Cn、RI）产生零点，（Cp、RF）产生极点。观察运放的开环增益曲线，在高频位置还能发现多个极点（极点导致高频增益降低）。按照TI教程 ，推荐选择开环高频处的极

运算放大器稳定性分析——稳定性分析为什么极点/零点处增益变化3dB，相位变为90°？以简单的低通RC电路为例，增益为A=Zc/(Zc+R)，Aol=20lgA。s域中定义了零极点，可见有极点，为-1/

将充当带通滤波器并且仅反馈将被放大的晶振谐振频率分量。在实现稳态振荡之前，晶振/反相放大器环路的环路增益大于1，信号幅值将增大。达到稳态时，环路增益将满足巴克豪森准则，环路增益为1，幅值恒定。影响起振

子的二个端子往振荡线路看过去，所遭遇到振荡线路在振荡频率时的阻抗特性值。振荡线路上必需提供足够的放大增益值来补偿石英晶体共振子在共振时的机械能损失。负性阻抗并不是石英振荡子的产品参数，却是振荡线路的一

135°在20MHz以上，大概25MHz。这是第二个极点。 最后，Aol曲线在7.4MHz到达0dB增益。这个对模型建立没有影响，后期用于比对模型是否准确。因为29Hz~25MHz这条直线在BODE图

运算放大器稳定性分析——稳定性测试断开反馈回路测开环增益要测试放大器的稳定性就需要测出Aol和β两个参数，因为一般系统都是闭环，只能实测出闭环增益。测试Aol和β需要断开反馈回路，关闭输入信号，只测试

X轴为10倍的频率，幅度Y轴为dB，相位为°。 幅度方程为A=20Log(Gain)，再次不要脸借用增益与幅度对应如下表所示。 BODE图中需要记住的几点：幅度曲线斜率为-20dB/Decade，即每

运算放大器稳定性分析——运放等效电路开环增益等效电路由于运放内部由寄生电容，导致运放的相位并不是一直不变的，而是根据频率变化的。OPA364的开环增益如下图所示。低频极点为25Hz，高频极点为25MH

放+外部电阻的等效噪声，包括运放的电压噪声、电流噪声乘以电阻、电阻热噪声。Vout/Aol：运放开环增益造成的误差2。Vcm/CMRR：运放共模电压引起的失调电压。ΔVcc/PSRR：运放供电电源纹波

3为轨至轨输入，输入电压为(Vs-)-0.3~(Vs+)+0.2，Vs-=0，Vs+=5。大信号电压增益Aov相当于直流信号（或低频信号）的增益，等同于开环增益Aol。很少用。1000V/mv=100

采样因子415，这很不现实。但是，Σ-Δ转换器利用噪声整形技术克服了这一限制，实现每4倍过采样得到的增益超过6dB。噪声整形为理解噪声整形，我们首先看看一阶Σ-Δ调制器的方框图(图4)，其中包括差分放

，只有差模信号，抗干扰能力强;\缺点：输入阻抗很小，等于信号到输入端的串联电阻的阻值。另外就是二者的增益计算公式不同，相位相反。由此可见，对比它们要在以下几个方面：输入输出阻抗，共模的抗干扰1、同相放

CG检测，可以测试全部12导联的ECG，并创建硬拷贝输出，这些设备使用高性能AFE，通常可以通过调整增益、选择适当的滤波器来提高ECG检测质量。由于体积较大很少移动，这些设备有空间实现更多功能，比如：

输出，而环路带宽之外的噪声会被衰减。对于开关稳压器，设计低噪声EA和基准电压源至关重要，因为单位反馈增益会保持噪声水平不变，而不是随着输出电压电平增加而提高它。最大的挑战是找出整个系统中最大的噪声源，

推导得出，推导时将 AF、电缆损耗 (CL)、衰减器和 RF 限制器损耗因子 (AL) 以及放大器预增益 (AG) 考虑在内。图 6 所示为 LMR16030 60V/3A 降压转换器辐射发射测试装置

灵敏度。这是由灵敏度的定义（在94 dB SPL下测量）所决定的，而不是可以通过改变麦克风ASIC的增益进行调整的设计参数。　　　　图3. 数字麦克风的dB SPL输入与dBFS输出的关系等效输入噪声